정보의 이론적 기초(TOI)에 대한 강의 - 파일 TOIlek.doc. 발각. 수신기에서는 저주파 발진이 변조된 고주파 발진과 분리됩니다. 이 신호 변환 과정을 감지라고 합니다.

검출 방법 및 검출기 특성

발각- 변조된 발진 또는 신호로부터 변조 신호를 분리하는 프로세스.

일관성 있는 신호 수신과 일관성 없는 신호 수신을 통해 감지를 수행할 수 있습니다.

~에 일관된 수신,감지할 때 신호의 초기 위상에 대한 데이터가 사용됩니다.

~에 일관되지 않은 수신,감지 시 신호의 초기 위상에 대한 데이터는 사용되지 않습니다.

탐지는 탐지기라는 장치에서 수행됩니다. 검출기의 기존 그래픽 지정 형식은 다음과 같습니다.

그림 38 - 검출기의 기호 그래픽 지정: a) 일관성 있는 수신의 경우, b) 비간섭성 수신의 경우

검출기의 특성은 검출기, 주파수 특성 및 전송 계수입니다.

검출기 특성검출기 출력의 정전압 구성 요소가 공급되는 캐리어의 정보 매개 변수 변화에 대한 의존성을 나타냅니다. AM에서 정보 매개변수는 진폭, FM에서는 주파수, FM에서는 위상입니다.

이상적인 특성은 가로축에 대해 각도 a로 원점을 통과하는 선형입니다(그림 39). 실제 특성에는 변조 신호의 비선형 왜곡을 초래하는 편차가 있습니다.

그림 39 - 검출기의 검출기 특성

주파수 응답 변조 고조파 신호의 주파수에 대한 검출기의 출력 전압 Um u 진폭의 의존성을 나타냅니다. 실제 특성은 모든 주파수에서 Um u에 대해 선형적이고 일정합니다(그림 40). 이상적인 특성에서 실제 특성이 벗어나면 변조 신호의 주파수 왜곡이 발생합니다. 변조기와 마찬가지로 검출기 대역폭은 주파수 응답에 따라 결정됩니다.

그림 40 - 감지기 주파수 응답

검출기 투과 계수고조파 변조 신호에 대해 결정되며 고조파 신호 Um u의 진폭 대 반송파 정보 매개변수의 증분 진폭의 비율과 같습니다.

Kd =음 너/ ?음. (27)

검출기의 투과 계수는 검출기 특성으로부터 결정될 수 있습니다.

Kd =ktg ? (28)

여기서 k는 비례 배율입니다.

진폭 변조 신호 감지

다이오드를 이용한 비간섭성 진폭 검출기

근본적인 전기 다이어그램비간섭성 진폭 검출기는 그림 41에 나와 있습니다. 검출기는 비선형 요소인 VD 다이오드를 포함합니다. 비선형 요소가 필요한 이유는 감지 프로세스가 신호 스펙트럼의 변환과 관련되어 있기 때문입니다. 변조기의 작동 원리를 설명하는 다이어그램이 그림 42에 나와 있습니다.

그림 41 - 다이오드의 비간섭성 진폭 검출기의 개략도

다이오드는 캐리어 신호의 구성 요소와 측면 구성 요소가 있는 스펙트럼에 AM 신호 S AM (t)를 수신합니다(그림 42, a). 다이오드 u d (t)의 응답 스펙트럼에는 상수, 변조 신호의 구성 요소 및 변조된 신호의 고조파 등 새로운 구성 요소가 나타납니다(그림 42, b). 요소 R1 C1은 응답 스펙트럼의 고주파수 성분을 분류하여 저역 통과 필터(t)의 변조 신호 성분과 상수 성분 u를 분리하는 저역 통과 필터를 형성합니다(그림 42, c). 분리 커패시터 C2는 스펙트럼의 일정한 성분을 지연시키고 변조 신호 u(t)의 성분만 출력 신호의 스펙트럼에 존재합니다(그림 42, d).

다음 조건이 충족되면 감지기의 저역 통과 필터를 통해 고주파 성분을 효과적으로 억제할 수 있습니다.

그림 42 - AM 신호 감지 프로세스

1/ ? 0 C 1<< 아르 자형 1 << 1/ ? 씨 1 (29)

여기서 C 1과 R 1은 저역 통과 필터의 요소입니다.

감지할 때 2차 모드와 선형 모드의 두 가지 모드가 구별됩니다.

~에 2차 모드신호를 감지하기 위해 다이오드 전류-전압 특성의 비선형 섹션이 사용되며 이는 2차 다항식으로 근사화됩니다(그림 43). 이 모드에서는 작은 진폭의 입력 신호를 사용할 수 있지만 이로 인해 큰 비선형 신호 왜곡이 발생합니다.

그림 43 - 감지 모드

~에 선형 모드다이오드 전류-전압 특성의 선형 구간이 사용됩니다. 이 모드에서는 입력 신호의 진폭이 충분히 커야 하지만 비선형 신호 왜곡이 없습니다.

이 검출기의 단점은 변조기 출력의 신호 대 간섭 비율이 변경되어 강한 간섭으로 인해 약한 신호가 억제될 수 있다는 것입니다. 따라서 이 검출기를 사용할 때는 먼저 간섭을 억제한 다음 신호를 검출해야 합니다. 즉, 사전 검출기 신호 처리를 적용해야 합니다.

진폭 검출기의 투과 계수는 다음 식으로 결정됩니다.

여기서 R1은 검출기의 저역 통과 필터 저항입니다.

Sav는 다이오드 전류-전압 특성의 평균 기울기입니다.

동기 감지

동기 감지반송파의 주파수와 위상에 대응하는 주파수와 위상을 갖는 기준파를 사용하는 검출입니다.

동기식 검출기의 구조적 전기 다이어그램은 그림 44에 나와 있습니다.

그림 44 - 동기식 검출기의 구조적 전기 다이어그램

밸런스 또는 링 변조기의 입력은 신호 S AM(t)과 생성기 u r(t)의 기준 진동을 수신합니다.

에스오전(t) = 음(1 + m오전유(티)) 왜냐하면 (승 0 t+? 0 );

유G(t) = 음G코사인(승 0 t+? 0 ).

신호 u 1 (t)는 변조기 출력에서 생성됩니다.

유 1 (티) = 에스오전(티) ? 유G(티) = 음 (1 + 중오전 유(티)) 코사인 (승 0 티 + 제이 0 ) ?

? 음G 코사인 (승 0 티 + ? 0 ) = 0,5 음 음G(1 + 중오전유(티)) ?

? (1 + 코사인 (2 승 0 티 + 2 ? 0 )) (31)

변조기 출력의 저역 통과 필터는 고주파수 및 DC 구성요소를 억제하고 변조 신호의 구성요소를 강조 표시합니다.

유밖으로(티) = 0,5 음 음G 중오전 유(티) (32)

캐리어 진동의 주파수와 위상으로 기준 진동을 얻기 위해 블록이 사용됩니다. 위상 고정 루프(PLL). PLL 블록은 수신 신호에서 반송파 발진을 추출하고 생성기를 해당 매개변수에 맞게 조정합니다.

동기식 검출기의 특성과 주요 장점은 검출기 출력에서 신호 대 잡음비를 보존한다는 것입니다. 이는 이 검출기가 신호 모양과 스펙트럼 구성 요소 간의 관계를 변경하지 않고 신호 스펙트럼을 저주파 영역으로 전달하는 주파수 변환기라는 사실로 설명됩니다. 검출기의 이러한 속성을 통해 검출 후 신호 처리를 사용할 수 있습니다.

동기식 검출기는 평형 변조 신호와 단측파대 변조 신호도 검출할 수 있습니다. 그러나 이 경우반송파 성분이 이러한 신호의 스펙트럼에 없기 때문에 반송파의 주파수와 위상에 대한 정보를 얻는 데 어려움이 있습니다. 따라서 이러한 신호를 감지하기 위해 두 가지 기술 솔루션이 사용됩니다.

탐지에 사용 파일럿 신호는 반송파 발진의 나머지 부분을 나타내며 신호와 함께 전송되고 수신 시 PLL 시스템에 의해 할당됩니다.
감지할 때 수신측에서는 전혀 동기화되지 않는 매우 안정적인 기준 발진기가 사용됩니다. 검출을 위해 ??로 전송된 것과 다른 로컬 캐리어가 사용됩니다. 이 경우에는 다음이 발생합니다. 주파수 편이통신 채널에서(그림 45) 전화 신호의 경우 이 변화가 10Hz를 초과하지 않으면 수신자는 이를 느끼지 않습니다. 이는 OM이 있는 통신 시스템의 발전기 장비 안정성에 대한 엄격한 요구 사항을 의미합니다.

그림 45 - 통신 채널의 주파수 이동 프로세스

주파수 변조 신호 감지

FM 신호 감지는 일관성 있는 수신과 일관성 없는 수신으로 수행될 수 있습니다. 일관성이 없는 수신 중에 FM 신호의 감지를 고려해 보겠습니다. 이 경우 탐지는 두 단계로 수행됩니다.

주파수 변조된 신호를 진폭-주파수 변조 신호(AFM)로 변환하는 단계;
진폭 검출기로 AFM 신호를 검출합니다.

단일 사이클 주파수 검출기의 회로도는 그림 46에 나와 있습니다.

그림 46 - 단일 사이클 주파수 검출기의 개략도

이 검출기에서는 FM 신호를 AFM으로 변환하는 작업이 발진 회로 L1 C1을 사용하여 수행됩니다. 회로는 반송파 주파수를 기준으로 디튜닝됩니다. 즉, 공진 주파수가 반송파 신호의 주파수와 동일하지 않습니다(그림 47).

FM 신호의 주파수가 증가하면 회로의 공진 주파수에 접근합니까? 진동 u K (t)의 컷과 진폭이 증가합니다. FM 신호의 주파수가 감소함에 따라 회로의 공진 주파수에서 멀어지고 진폭 u K (t)가 감소합니다. 따라서 회로의 출력에서 발진은 진폭과 주파수가 모두 변경되는 변조된 신호입니다(AFM 신호). 그런 다음 이 신호는 진폭 감지기에 의해 감지됩니다.

그림 47 - 주파수 검출기 타이밍 다이어그램

이 검출기의 검출기 특성은 그림 48에 나와 있습니다. 이 특성은 비선형이므로 이 검출기에 의해 검출될 때 변조 신호는 비선형 왜곡을 갖습니다.

그림 48 - 단일 사이클 주파수 검출기의 검출기 특성

비선형 왜곡을 제거하기 위해 평형(푸시풀) 주파수 검출기 회로가 사용됩니다(그림 49). 이 검출기에서 두 진동 회로는 반송파 주파수에 대해 서로 디튜닝되어 있으며 서로 다른 공진 주파수를 갖고 있습니까? res1 그리고? res2에서 회로의 특성은 그림 50에 나와 있습니다.

그림 49 - 평형 주파수 검출기의 개략도

그림 50 - 평형 검출기의 진동 회로의 주파수 의존성

결과적으로 공진주파수 사이에 선형구간이 존재하는 특성을 얻게 된다. res1 그리고? 검색에 사용되는 res2입니다. 균형 잡힌 검출기의 검출기 응답은 그림 51에 나와 있습니다.

그림 51 - 평형 주파수 검출기의 검출기 특성

위상 변조 신호 감지

FM 신호 감지는 일관된 수신 중에 수행됩니다. 이러한 신호의 감지는 두 단계로 수행됩니다.

FM 신호를 진폭 위상 변조 신호(AFM)로 변환하는 단계;
진폭 검출기를 사용하여 AFM 신호를 검출합니다.

단일 사이클 위상 검출기의 회로도는 그림 52에 나와 있습니다.

그림 52 - 단일 사이클 위상 검출기의 개략도

기준 파형을 사용하는 진폭 검출기입니다. FM 신호를 AFM 신호로 변환하는 것은 VD 다이오드에 의해 수행됩니다. 다이오드에는 두 가지 전압이 공급됩니다. 기준 발진 u op (t) 위상? = 0 및 FM 신호 u fm (t). 다이오드 전압은 다음 전압의 합으로 결정됩니다.

유디(티) = 유작전(티)+ 유FM(티) (33)

다이오드의 전압 형성은 벡터 다이어그램으로 설명됩니다(그림 53). 어떤 시점에서 FM 신호에 위상 값이 있다고 가정해 보겠습니다. fm1이 벡터 u fm1의 기울기에 해당하면 다이오드의 전압은 벡터 u d1에 해당합니다. 다음 순간에 FM 신호의 위상이 변경되어 경사각에 해당하게 됩니까? 벡터 u fm2의 fm2(이 경우 벡터의 길이는 벡터 u d1의 길이에 해당합니다. 왜냐하면 FM 신호의 진폭은 변하지 않기 때문입니다.) 이 시점에서 다이오드의 전압은 다음에 해당합니다. 벡터 u d2. 다이어그램에서 볼 수 있듯이 벡터 u d1과 u d2는 길이가 다르므로 진폭도 다릅니다.

그림 53 - 다이오드에 전압 형성

따라서 다이오드는 FM 신호를 AFM 신호로 변환합니다. 이 변환과 동시에 다이오드는 AFM 신호의 스펙트럼을 변환하고 단일 종단 진폭 검출기를 사용한 검출과 유사하게 추가 검출이 수행됩니다. 단일 종단 위상 검출기의 검출기 특성은 그림 54에 나와 있습니다. 보시다시피 이 특성은 비선형이므로 변조 신호의 비선형 왜곡으로 이어집니다.

그림 54 - 단일 사이클 위상 검출기의 검출기 특성

비선형 왜곡을 줄이기 위해 평형(푸시풀) 위상 변조기가 사용됩니다(그림 55).

그림 55 - 평형 위상 검출기의 개략도

이 검출기는 두 개의 단일 주기 위상 검출기로 구성됩니다. 기준 전압 u op (t)는 변압기(T)의 2차 권선 중간점과 저항 R1 R2 및 커패시터 C1 C2의 연결 지점 사이에 공급됩니다. PM 신호 전압 u fm (t)는 변압기의 1차 권선을 통해 공급됩니다. 어떤 순간에 그림에 표시된 것과 대응하는 위상 τ(t) 및 전압 극성을 갖는 신호 u fm (t)가 검출기 입력에 도달하게 하십시오. 이 경우 다이오드의 전압이 결정됩니다.

유d1 = 유작전 + 0,5 유FM;

유디 2 = 유작전 — 0,5 유FM. (34)

이 경우 벡터 다이어그램은 다음과 같습니다(그림 56). 다이어그램에서 볼 수 있듯이 각 다이오드의 입력 신호 전압은 감지기 입력 전압 u fm 의 절반이며 이들 전압은 위상이 반대입니다. 다이오드의 전압은 벡터 u d1 및 u d2에 의해 결정됩니다. u d1 > u d2 다이어그램에서 다음과 같습니다. 각 단일 종단 감지기의 출력 전압은 다음과 같이 결정됩니다.

유출력1(티) = Kd음d1;

유출력2(티) = Kd음디 2 (35)

여기서 Kd는 검출기 투과 계수입니다.

그림 56 - 평형 위상 검출기의 다이오드에 전압 형성

이들 전압은 반대이므로 평형 검출기의 출력 전압은 다음과 같이 결정됩니다.

유밖으로(티) = 유출력1(티) — 유출력2(티) = Kd(음d1 — 음디 2) (36)

균형 잡힌 검출기의 검출기 특성은 그림 57에 나와 있습니다.

그림 57 - 평형 위상 검출기의 검출기 특성

τ(t) = 90° 및 τ(t) = 180°에서의 특성에서 알 수 있듯이 Um d1 = Um d2 및 u out1(t) = u out2(t)이므로 출력 전압은 0입니다. 표시된 각도 근처에서 특성에는 선형 섹션이 있으며 이를 사용하면 감지 중에 변조 신호의 비선형 왜곡을 제거할 수 있습니다.

조작된 신호 감지

진폭 편이 키 신호 감지.

이러한 신호의 감지는 위에서 설명한 진폭 다이오드 감지기를 사용하여 수행할 수 있습니다(그림 39).

주파수 편이 키 신호 감지.

FSK 신호 감지기의 구조적 전기 다이어그램과 그 작동을 설명하는 다이어그램이 그림 58과 59에 나와 있습니다.

그림 58 - FSK 신호 감지기의 구조적 전기 다이어그램

FSK 신호는 감지기 입력에서 수신됩니다(그림 59, a). 이 신호는 대역 통과 필터 PF1 및 PF2로 이동하며, 각 PF는 자체 주파수 대역을 할당합니다(그림 59, b, c). 수신된 신호는 진폭 감지기 AD1 및 AD2에 의해 감지됩니다(그림 59, d, e). 수신된 신호는 감산 장치로 들어가고 신호 u AD2(t)는 음의 극성에 도달합니다. 출력 신호는 감산 장치에서 생성됩니다(그림 59, e).

당신(티) =당신 AD1 (티)— 당신 AD2 (티)(37)

그림 59 - FM 신호 감지 프로세스

위상 변조 신호 감지.

이러한 신호의 감지는 일관된 수신 중에 수행됩니다. FM 신호 수신기의 구조적 전기 다이어그램이 그림 60에 나와 있습니다.

그림 60 - FM 신호 수신기의 블록 다이어그램

입력 진동 Z(t)는 대역통과 필터의 입력에 공급됩니다. PF는 사전 감지 신호 처리를 수행합니다. 즉, 수신기 입력의 간섭 수준을 제한합니다. PF 출력의 PSK 신호는 PD 위상 검출기로 들어가고, PD 위상 검출기의 두 번째 입력은 생성기로부터 기준 발진을 수신합니다. 기준 발진의 주파수 및 위상 조정은 PLL 위상 고정 루프 시스템에 의해 수행됩니다. 기준 발진의 주파수 및 위상은 신호 S 1 (t) 또는 S 2 (t) 중 하나의 주파수 및 위상과 일치해야 합니다. PD의 출력에서 수신된 신호는 u 1 또는 u 2가 수신되는 신호를 결정하는 결정 장치로 들어갑니다. 신호는 PD에서 도착하는 개별 요소의 진폭을 하우징에서 제거되는 0 레벨과 비교하여 결정됩니다. PD에서 도착하는 개별 요소의 진폭이 0보다 크면 양의 극성 요소 u 2 ("1")가 수신되고, 0보다 작으면 요소는 음의 극성 u 1 ("0")을 수신합니다.

이 방식과 그에 따른 PSK 시스템의 주요 단점은 정보 신호와 함께 전송해야 한다는 것입니다. 위상 잠금 신호이로 인해 추가 전력 비용이 발생하고 그에 따라 PSK 효율성이 저하됩니다. 동기화 신호를 전송해야 하는 이유는 기준 발진기의 발진 위상이 신호 S1 또는 S2 중 하나의 위상과 높은 정확도로 일치해야 한다는 사실 때문입니다. 위상 동기화 목적으로 입력 신호 Z(t)를 사용하면 다음과 같은 효과가 발생합니다. 역작업. 역동작은 신호 u 1 을 신호 u 2 로 대체하고 그 반대로 대체하는 것으로 구성됩니다. 역동작은 발전기의 기준 진동 위상이 반전될 때 발생합니다. 이는 동일한 확률의 신호 S1과 S2가 위상이 180°씩 서로 다르기 때문에 수신 시 어떤 신호가 기준으로 받아들여졌는지 위상을 결정할 수 있는 신호가 없기 때문에 발생합니다. PLL 시스템에 의해 조정된 발진기는 위상 0 또는 180°의 두 가지 안정적인 상태로 발진을 생성할 수 있습니다. 통신 채널에서는 간섭의 영향으로 동기화에 사용되는 신호의 위상이 변경됩니다. 0 또는 180°에 해당하지 않으면 발생기는 가장 가까운 위상으로 조정됩니다. 즉, 위상이 90° 미만으로 변경되면 발생기는 신호의 올바른 위상으로 조정됩니다(역방향 작동은 없음). , 90° 이상이면 발전기는 반대 위상으로 조정되고 역동작이 발생합니다. 위에서부터 우리는 수신기의 역작업 소스가 PLL 생성기라는 결론을 내릴 수 있습니다.

상대적으로 위상 변조된 신호를 감지합니다.

VPSK 신호 검출은 위상 비교 방법(비간섭성 수신 제공)과 극성 비교 방법(일관성 수신 제공)의 두 가지 방법으로 수행될 수 있습니다.

~에 위상 비교 방법피드백 작동 소스인 생성기와 PLL은 하나의 개별 요소 기간 동안 신호를 지연시키는 지연 라인으로 대체됩니다(그림 61). 위상 검출기는 수신된 신호와 이전 신호의 위상을 비교합니다. RU의 출력 신호는 PSK 신호 수신기와 동일한 방식으로 생성됩니다. 이 회로에서는 수신된 신호를 기준 발진으로 사용하므로 역동작이 발생하지 않습니다.

그림 61 - OFPSK 신호 수신기의 전기 구조 다이어그램: 위상 비교 방법

~에 극성 비교 방법수신기는 PSK 신호 수신기와 상대 디코더의 두 부분으로 구성됩니다(그림 62). PSK 신호 수신기에서 신호를 감지하면 역동작이 발생합니다. 수신기 출력의 신호는 상대 디코더 제어 시스템의 비교 장치로 들어갑니다. 제어 시스템의 두 번째 입력은 수신기의 이전 출력 신호를 수신합니다. 신호는 지연선에 의해 하나의 개별 요소만큼 지연됩니다. 제어 시스템에서는 두 요소의 극성을 비교하여 출력 신호를 생성합니다. 출력 신호의 이산 요소의 형성은 규칙에 따라 수행됩니다. 두 신호의 극성이 일치하면 양의 극성 신호 u 2 ( "1")가 생성되고 극성이 일치하지 않으면 음의 극성 u 1 ("0")의 신호. 역방향 작동은 현재 전송과 이전 전송의 극성을 모두 변경하므로 제어 시스템의 작동에 영향을 미치지 않습니다.

그림 62 - VPSK 신호 수신기의 기능적 전기 다이어그램: 극성 비교 방법

펄스 변조 신호 감지

MI 신호의 특징은 변조 신호의 저주파 성분 스펙트럼에 존재한다는 것입니다. 따라서 비선형 요소는 이러한 신호를 감지하는 데 사용되지 않습니다. 감지는 변조 신호의 구성 요소를 격리하는 필터를 통해 수행됩니다. 이를 위해서는 필터의 차단 주파수가 변조 신호 스펙트럼의 가장 낮은 Fmin 및 가장 높은 Fmax 주파수와 같아야 합니다. 1차(저주파) 신호의 감지는 저역 통과 필터에 의해 수행됩니다.

ㅏ) AIM 감지 신호. AIM 신호 펄스의 듀티 사이클이 q>>1인 경우 피크 검출기에 의해 검출이 수행됩니다.

피크 검출기- 진폭 검출기라고 하며, 출력 전압은 펄스의 진폭에 비례하고 펄스 반복 주기 T 동안 거의 일정하게 유지됩니다.

PPM 신호의 스펙트럼에서 변조 주파수 구성 요소의 수준은 중요하지 않으며 변조 주파수에 따라 달라집니다. 따라서 PPM 신호는 저역 통과 필터로 직접 감지할 수 없습니다. 이러한 신호는 먼저 PWM 또는 PWM 신호로 변환된 다음 저역 통과 필터에 의해 감지됩니다. 그러나 PPM 신호를 변환하려면 동기 클록 펄스를 함께 전송해야 하며 이로 인해 검출기 회로가 복잡해집니다.

수신기의 잡음 내성을 높이기 위해 수신된 펄스 변조 신호가 재생됩니다.

재건- 충동의 형태를 복원하는 과정.

그림 63은 펄스 변조 신호의 재생성을 설명하는 타이밍 다이어그램을 보여줍니다. 그림 63의 a는 전송된 펄스 변조 신호 Sm(t)을 보여줍니다. 그림 63의 b는 수신된 신호 Zpr(t)를 보여줍니다. 이 신호의 모양은 통신 채널의 변동 및 임펄스 노이즈의 영향으로 인해 왜곡됩니다. 재생은 펄스 피크 값의 절반에 가까운 수준에서 펄스 진폭을 최대 및 최소로 제한하여 수행됩니다(그림 63, c). 재생성 중에 펄스 잡음의 큰 진폭으로 인해 수신된 신호가 왜곡될 수 있지만 대부분의 간섭은 억제됩니다.

재생성 중에는 펄스 진폭이 제한되므로 AIM 신호는 재생성될 수 없습니다. 이러한 신호의 진폭은 정보 매개변수이기 때문입니다.

그림 63 - 펄스 변조 신호 재생성

발각 (라틴어 detectoro - 열림, 탐지에서 유래)

전기 진동의 변형으로 인해 저주파 진동 또는 직류가 발생합니다. 복조의 가장 일반적인 경우인 복조는 변조된 고주파 발진에서 저주파 변조 신호를 분리하는 것으로 구성됩니다(진동 변조 참조). D. 진동을 차단하기 위해 무선 수신 장치에 사용됩니다. 오디오 주파수, 텔레비전 - 이미지 신호 등

진폭 변조 발진은 가장 간단한 경우 3개의 고주파수 Ω, Ω + Ω 및 Ω - Ω의 조합입니다. 여기서 Ω는 높은 반송파 주파수이고 Ω은 낮은 변조 주파수입니다. 변조된 발진에는 주파수 신호 Ω이 없으므로 D.는 반드시 주파수 변환과 연관됩니다. 한 방향으로만 전류를 전도하는 장치(검출기)에 전기적 진동이 가해집니다. 이 경우 진동은 동일한 부호의 일련의 전류 펄스로 변합니다. 감지된 진동의 진폭이 일정하면 감지기 출력에서 전류 펄스의 높이가 일정합니다( 쌀. 1 ). 검출기 입력의 진동 진폭이 변경되면 전류 펄스의 높이가 달라집니다. 이 경우 펄스 포락선은 검출기에 공급되는 변조된 진동의 진폭 변화 법칙을 반복합니다( 쌀. 2 ). 진동이 부분적으로만 정류되는 경우, 즉 전류가 감지기를 통해 양방향으로 흐르지만 감지기의 전기 전도도가 다른 경우 D.도 발생합니다. 따라서 D.의 경우 다이오드와 같이 전기 전도도가 서로 다른 장치를 서로 다른 방향으로 사용할 수 있습니다. 다이오드를 통과하는 전류의 주파수 스펙트럼은 원래 변조된 진동의 스펙트럼보다 훨씬 풍부합니다. 여기에는 일정한 구성 요소, 주파수 Ω의 진동 및 주파수 Ω, 2Ω, 3Ω 등의 구성 요소가 포함되어 있습니다. 주파수 Ω에서 신호를 분리하기 위해 다이오드 전류는 주파수 Ω에서 높은 저항을 갖고 주파수 Ω, 2Ω 등에서 낮은 저항을 갖는 선형 필터를 통과합니다. 가장 간단한 필터는 저항으로 구성됩니다. 아르 자형및 컨테이너 와 함께, 그 크기는 조건 Ω에 의해 결정됩니다. R.C.>> 1과 Ω R.C.전기 필터). 이 필터의 출력 전압은 고주파수 입력 발진의 변조 깊이에 비례하는 주파수 Ω과 진폭을 갖습니다.

위에서 설명한 검출기는 전압에 대한 전류의 부분적 선형 의존성을 가지고 있습니다( 쌀. 삼 , b) 선형이라고 하며 입력 신호가 변조된 저주파 발진 Ω을 실질적으로 왜곡 없이 재현합니다( 쌀. 삼 , V). 전류 사이의 관계가 다음과 같을 때 2차 D를 사용하면 훨씬 더 큰 왜곡이 얻어집니다. 나그리고 긴장 V는 이차법칙으로 표현됩니다: 나 = 나는 0 + AV + BV 2. 진폭 변조 신호( 쌀. 삼 , a)는 2차 검출기에 적용되어 검출기를 통해 전류를 발생시키며, 그 스펙트럼에는 Ω, 2Ω, Ω-Ω, Ω, Ω + Ω, 2Ω-Ω, 2Ω + Ω 등의 주파수가 포함됩니다. 선형 필터는 세 번째부터 시작하여 모든 주파수를 쉽게 필터링하지만 2Ω 주파수 변동은 필터에 의해 약하게 감쇠되며 Ω 신호를 왜곡하는 "노이즈"입니다. 작은 변조 깊이로만 제거할 수 있습니다. 2Ω 주파수 전류의 진폭은 입력 신호의 변조 깊이의 제곱에 비례합니다.

동일한 다이오드는 공급되는 신호의 크기에 따라 2차 검출기와 선형 검출기로 작동할 수 있습니다. 작은 신호의 경우 다이오드 특성은 2차형이지만 큰 신호의 경우 특성은 "조각별 선형"으로 간주될 수 있습니다. 따라서 왜곡이 적은 D.의 경우 검출기에 충분히 큰 신호를 공급하는 것이 바람직합니다.

다이오드의 경우 진공 및 반도체 다이오드(반도체 다이오드 참조)(다이오드 다이오드)에서 전압에 대한 전류 의존성의 비선형성, 진공 삼극관(그리드 다이오드)의 그리드-음극 섹션 특성의 비선형성 및 비선형성 전압에 대한 3극 양극 전류의 의존성의 그리드(양극 D.)가 사용됩니다. 모든 경우에 D.의 프로세스는 다이오드 D로 축소되며 그리드 및 양극 D에서만 3극관의 신호 증폭이 수반됩니다. D.는 광검출기(광전지, 광전자 증배관, 포토다이오드 등) 또는 비선형 결정(비선형 광학 참조)을 사용하여 수행되는 광학 범위에서도 가능합니다.

문학.: Strelkov S.P., 진동 이론 소개, 2판, M., 1964; Siforov V.I., 무선 수신 장치, 5판, M., 1954, ch. 6; Gutkin L.S., 초고주파 변환 및 감지, M.-L., 1953.

V. N. Parygin.

쌀. 1. 검출기의 입력에는 일정한 진폭(a)을 갖는 진동이 있습니다. 검출기 출력의 전류 펄스 나같은 높이 (b). 검출기는 직류 성분을 등록합니다.

위대한 소련 백과사전. - M.: 소련 백과사전. 1969-1978 .

동의어:

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발각- T sritis automatika atitikmenys와 같은 상태 감지: engl. 감지 vok. 복조, f; Gleichrichtung, f; Rückmodulation, f rus. 감지, n 장난. 탐지, f … Automatikos terminų žodynas

발각- T sritis automatika atitikmenys로 상태 확인: engl. 감지 vok. Gleichrichtung, f rus. 탐지, n; 탐지, f prnc. 탐지, f … Automatikos terminų žodynas

감지(복조), 변조된 고주파 전기 진동을 더 낮은 주파수의 원래 변조 신호로 변환합니다. 감지는 라디오 수신기에서 오디오 주파수 진동을 분리하는 데 사용되며, 텔레비전 - 이미지 신호 등에서 사용됩니다. 더 넓은 의미에서 감지는 신호를 감지하는 것입니다.

진폭 변조 발진은 가장 간단한 경우 3개의 고주파수 Ω, Ω + Ω, Ω - Ω의 조합입니다. 여기서 Ω는 높은 반송파 주파수이고 Ω은 낮은 변조 주파수입니다(진동 및 파동 변조 참조). . 감지는 HF 성분 Ω + Ω, Ω - Ω을 특히 화면에서 듣거나 볼 수 있는 LF 신호 Ω으로 변환하는 것으로 구성됩니다. 주파수 신호 Ω을 분리하기 위해 다이오드와 선형 필터로 구성된 비선형 장치(검출기)가 사용됩니다. 다이오드는 주로 한 방향으로 전류를 통과시키며, 필터는 주파수 Ω에서 높은 저항을 갖고 주파수 Ω, 2Ω에서 낮은 저항을 갖습니다. 이 필터의 출력 전압은 주파수 Ω과 입력 RF 신호의 변조 깊이에 비례하는 진폭을 갖습니다.

또한 수신된 RF 신호가 발진기에서 나오는 동일한 주파수의 변조되지 않은 파형과 혼합되는 동기식 감지도 있습니다. 이 경우, 저주파 신호는 차주파수에서 직접 형성된다.

광검출기 또는 비선형 결정을 사용하여 수행되는 광학 범위에서도 감지가 가능합니다(빛 감지 참조).

문학: Gonorovsky I. S., Demin M. L. 무선 엔지니어링 회로 및 신호. 5판 엠., 1994; 방사선 물리학의 기초. 엠., 1996.

8.4.1. 일반 정보감지에 대해

검출(복조)은 고주파 변조 발진을 변조 법칙에 따라 변하는 전압(또는 전류)으로 변환하는 과정입니다. 이 프로세스는 다음과 같은 장치에 의해 구현됩니다. 탐지기.

검출기는 출력에서 신호를 생성하며, 이 신호의 변화 법칙은 변조된 진동에 의해 전송된 메시지의 변화 법칙을 반복합니다. 송신 장치에서 사용하는 변조 유형(진폭, 주파수 또는 위상)에 따라 수신 장치는 진폭, 주파수 또는 위상 감지를 수행합니다. 검출기는 변조 프로세스의 반대 프로세스를 구현합니다. 그래서 가끔 이렇게 불린다. 복조기.

검출기의 기능적 목적은 입력 신호의 스펙트럼 변환을 수행함을 나타냅니다. 이 변환의 핵심은 고주파수 영역에 협대역 스펙트럼을 갖는 입력 변조 신호가 저주파 영역에 스펙트럼을 갖는 출력 변조 신호로 변환된다는 것입니다. 따라서 모든 유형의 변조에 대한 감지 프로세스는 비선형 또는 파라메트릭 회로를 통해서만 실현될 수 있습니다.

비선형소자를 사용한 경우의 검출기의 구조는 그림 1에 도시되어 있다. 8.11

, 진폭 변조;

, 위상 변조;

, 주파수 변조로,

비례 계수.

쌀. 8.11. 구조적 계획탐지기

비선형 요소는 입력 신호의 스펙트럼을 변환합니다. 저역 통과 필터는 변조 신호 스펙트럼의 필수 구성 요소를 선택합니다.

8.4.2. 진폭 검출기

진폭 검출기는 입력 진폭 변조 발진의 포락선 모양과 일치하는 신호를 생성합니다. 톤 변조가 포함된 AM 신호의 감지 프로세스를 고려해 보겠습니다. 형식의 입력 신호에 대해

검출기 출력 신호는 다음과 같아야 합니다.

진폭 검출기의 실제 다이어그램이 그림 1에 나와 있습니다. 8.12, 가.

쌀. 8.12. 진폭검출기의 기능도와 다이오드의 I-V 특성

다이오드는 비선형 요소로 사용되며 그 특성(그림 8.12b)은 비선형(OA) 및 선형(AB) 섹션을 갖습니다. 저역 통과 필터는 검출기의 정전 용량과 부하 저항을 병렬로 연결한 것입니다. 필터의 진폭-주파수 및 위상-주파수 특성은 단락 5.4에서 설명됩니다.

검출기 회로(그림 8.12a)와 입력 및 출력 전압 그래프(그림 8.13a)를 사용하여 진폭 검출기 회로의 물리적 현상을 설명합니다.

쌀. 8.13. 감지기 입력 및 출력 전압

입력 전압은 다이오드의 양극에 적용됩니다. 본질적으로 출력 전압인 커패시터 양단의 전압은 다이오드의 음극에 적용됩니다. 양극의 전압이 음극의 전압보다 크면 전류가 다이오드를 통해 흐릅니다.

입력 전압의 전류 값이 커패시터의 전압보다 큰 시간 간격(지점 간, 그림 8.13a 참조)에서 다이오드가 열리고 전류가 흐르며 커패시터는 이 전류에 의해 충전됩니다. (입력 전압 증가로 인해 약간의 지연이 있음).

전류 값이 커패시터의 전압보다 작아지는 시간 간격(점, 그림 8.13, a 참조)에서 다이오드 양극 전위는 음극 전위보다 낮아져 다이오드가 닫힙니다. 커패시터는 필터의 높은 저항을 통해 천천히 방전되기 시작합니다. 방전 과정은 다이오드가 닫혀 있는 전체 시간 동안 계속됩니다(점까지). 반면 커패시터의 전압, 즉 감지기 출력의 전압은 감소합니다. 지점부터 시작하여 프로세스가 반복됩니다.

내부 저항개방형 다이오드는 필터 저항보다 훨씬 낮습니다. 따라서 커패시터의 충전은 방전보다 빠르게 발생하며 커패시터는 입력 전압의 각 반주기마다 거의 진폭 값으로 충전됩니다. 결과적으로, 커패시터의 전압, 즉 출력 전압은 특정 수준의 리플이 있는 입력 신호의 포락선 모양을 따릅니다.

맥동의 크기는 여과 품질에 따라 결정되며 필터 시간 상수에 따라 달라집니다. 커패시터를 충전하고 방전할 때. 왜곡을 최소화하면서 검출을 수행하려면 필터 시상수를 캐리어 발진 주기 및 변조 신호 주기와 연결하는 특정 조건을 충족해야 합니다. 이 조건은 다음과 같은 형식을 갖습니다. . 이러한 부등식 중 적어도 하나가 충족되지 않으면 커패시터의 전압이 입력 신호의 포락선 모양과 일치하지 않습니다(그림 8.13b).

입력 신호의 진폭과 비선형 요소의 특성 유형에 따라 두 가지 감지 모드가 구별됩니다. 약한 신호) 및 선형(대신호 모드). 첫 번째 모드에서 검출기는 특성의 비선형 부분 내에서 작동하며 이는 2차 다항식에 의해 근사화됩니다. 두 번째 모드에서는 검출기가 특성의 선형 부분에서 작동하므로 조각별 선형 근사치를 사용할 수 있습니다.

ㅏ. 정사각형 감지

작은 입력 신호(수십 밀리볼트)의 경우 감지기는 비선형 요소의 전류-전압 특성의 낮은 굽힘 내에서 작동하며(그림 8.14a), 이는 2차 다항식으로 연습하기에 충분한 정확도로 근사화됩니다. .

쌀. 8.14. 2차(a) 및 선형(b) 감지

이 모드의 검출기 입력이 다음 형식의 진폭 변조 신호를 수신하는 경우 , 비선형 요소의 전류는 다음과 같습니다.

주파수가 있는 고주파 성분은 검출기 출력에서 저역 통과 필터를 통과하지 않습니다. 유용한 정보다음과 같은 저주파 성분에 포함되어 있습니다. . 진폭 변조된 신호 포락선의 제곱에 대한 이 구성요소의 비례에 따라 이 모드에서 검출기의 이름이 결정됩니다. 이차 검출기.

톤 변조가 있는 AM 신호의 경우 현재 스펙트럼의 저주파 구성 요소는 동일합니다.

결과 표현식에서 스펙트럼 구성요소는 주파수가 증가하는 순서로 배열됩니다. 그 중에는 구성 요소가 있습니다. 저역 통과 필터로 강조해야 하는 주파수가 있습니다.

이 구성 요소를 분리하려면 저역 통과 필터가 협대역이어야 합니다. 변조가 음조가 아니고 변조 신호의 주파수가 에서 까지 변하는 경우 필터에는 통과대역이 있어야 합니다. 대역 통과 저역 통과 필터가 됩니다.

검출기 뒤의 회로에 직렬로 연결된 디커플링 커패시터를 사용하여 직류 성분을 필터링합니다. 주파수 성분은 유용한 신호의 비선형 왜곡을 유발하며, 이것이 클수록 변조 계수는 높아지고 필터 시상수는 낮아집니다.

비선형 왜곡의 정도는 일반적으로 비선형 왜곡 계수로 특징지어지며, 이는 다음 식으로 결정됩니다.

비선형 요소 전류의 고조파 성분의 진폭은 어디에 있습니까?

이 경우 .

결과적으로, 톤 변조된 AM 신호를 검출할 때 2차 검출기의 THD는 변조 비율에 따라 달라집니다. 작은 것의 경우 비선형 왜곡 계수가 작으며, 작은 것의 경우 0.25의 값에 도달할 수 있으며 이는 중요한 값입니다. 왜곡을 줄이기 위해 변조 깊이를 줄이는 것은 에너지 관점에서 유익하지 않습니다.

2차 검출기가 복소 신호를 감지하면 비선형 요소의 현재 스펙트럼에는 스펙트럼의 저주파 부분에 결합 주파수가 포함되며 이는 저주파 대역통과 필터를 통과하게 됩니다. 이는 유용한 신호의 왜곡을 증가시킵니다.

따라서 약한 신호 모드에서 작동할 때 감지기의 출력 신호는 AM 신호 진폭의 제곱에 비례합니다. 이것이 바로 상당한 비선형 왜곡으로 인해 검출기 전에 증폭을 적용하여 수신 경로에서 이 검출 모드를 피하는 이유입니다.

약한 신호를 감지해야 하는 경우 연산 증폭기(op-amp)를 기반으로 구축된 감지기가 사용됩니다.

이러한 검출기(그림 8.15a)는 검출 및 증폭 작업을 수행합니다. 연산 증폭기는 입력 전압을 반전시키고 증폭시킵니다. 따라서 양의 반주기 동안 다이오드는 열리고 다이오드는 닫힙니다. 이로 인해 전압은 이고 증폭기의 출력 전압은 없습니다. . 음의 반주기 동안 다이오드는 닫히고 다이오드는 열립니다. 이 경우 증폭기의 출력전압은 와 같다. 이는 입력 전압의 반전 및 증폭된 음의 반주기를 나타냅니다(그림 8.15b).

쌀. 8.15. 연산 증폭기 기반 진폭 검출기

AM 신호의 전압이 검출기 입력에 공급되면 스펙트럼에는 변조 신호 모양과 일치하는 저주파 필터의 출력에서 신호의 형성을 보장하는 저주파 구성 요소가 포함됩니다.

비. 선형 감지

구형파 검출기에 내재된 비선형 왜곡은 다이오드 특성의 선형 부분을 사용하여 검출기를 작동하는 경우 감소될 수 있습니다. 이 경우 선형 검출기의 회로도는 2차 검출기의 회로도와 다르지 않습니다. 입력 전압의 진폭만 작업 섹션이 비선형 요소 특성의 선형 섹션에 위치하도록(1...1.5V 정도) 되어야 합니다(그림 8.14b 참조). 이 경우 다이오드 특성의 조각별 선형 근사치를 사용할 수 있습니다.

^ XI. 신호 감지.

통신 채널의 수신단에서 정보를 얻으려면 탐지 과정을 수행해야 합니다.

데프. 발각 변조된 고주파 신호를 변조 주파수 신호로 변환하는 것(즉, 고주파 스펙트럼이 저주파 영역으로 전달되는 것)이라고 합니다. 이 프로세스는 전기 회로의 비선형 요소에 대한 변조 진동의 영향으로 인해 발생합니다. 이 요소는 탐지기입니다. 검출기로는 반도체 다이오드가 가장 많이 사용되지만 트랜지스터와 램프도 사용할 수 있습니다. 다이오드의 전류-전압 특성 형태에 따라 다음과 같은 유형의 AM 진동 감지가 가능합니다.

정사각형 감지;
선형 감지.
1. AM 진동의 2차 검출.

다이오드의 전류-전압 특성을 2차 다항식으로 표현해보자.

이 특성을 가진 검출기가 다음 형태의 진동에 의해 영향을 받는다고 가정해 보겠습니다.

그런 다음 (11.2)의 괄호를 열고 사인의 곱을 변환하면 다음을 얻습니다.

(11.3)→(11.1), 변환 후 우리는 다음을 얻습니다.

(11.4)에서 우리는 변조된 진동을 포함하는 고주파 성분 외에도 저주파 성분이 검출기 전류에 나타났음을 알 수 있습니다(밑줄친 부분 참조). 따라서 검출기 이후 부품의 스펙트럼은 다음 그림으로 표시될 수 있습니다.

결과 스펙트럼에서 유용한 신호는 Ω 주파수로만 도착하고, 2Ω 주파수의 신호는 비선형 왜곡을 나타내며, 라만인 다른 모든 주파수는 저역 통과 필터로 필터링해야 합니다.

왜냐하면 2차 검출기에는 매우 광범위한 구성요소가 있으며, 요즘에는 실제로 AM 진동의 선형 검출이 더 자주 사용됩니다.

2. AM 진동의 선형 감지.

이 경우 전류-전압 특성은 다음과 같은 형태를 갖습니다.

저것들. 선형 섹션으로 구성

S – 특성 경사.

이 그림에서 검출 효과는 진동의 대칭성을 깨고 결과적인 전류 진동의 반주기를 평균화한 결과로 얻어지는 것이 분명합니다. 전류의 저주파 성분은 다음과 같이 결정될 수 있습니다.

따라서 전류의 저주파 성분은 회로에 고조파를 포함하지 않으며, 많은 변조 주파수를 포함하는 실제 신호로 변조할 때 고조파의 결합 주파수가 관찰되지 않습니다. 이는 검출기 회로의 전류 포락선이 선형적으로 의존함을 의미합니다. 변조 전압에 대해. 이 검출기에는 비선형 왜곡이 없습니다.

3. 검출기 회로.

AM - 탐지기.

가장 단순한 AM 감지기의 회로에는 실제로 다이오드와 RC 필터라는 두 가지 요소가 포함되어 있습니다.

진동 낮은 빈도

그래프에 표시된 것처럼 진폭 변조 발진이 이 회로의 입력에 적용되면 회로는 다음과 같이 작동합니다. 하부 반도체 발진은 다이오드에 의해 차단되고 상부 반도체 발진은 커패시터를 충전하여 결과적으로 우리는 저항을 통해 전압 강하가 생성되고, 이는 복조된 저주파 신호입니다.

여기서는 저항 R의 선택이 중요합니다.

(11.8)로부터 능동 저항은 고주파수에 대한 용량성 저항보다 훨씬 커야 하고 저주파수에 대한 용량성 저항보다 훨씬 작아야 합니다.

검출기 입력 임피던스

FM(FM) 진동 감지.

FM(FM) 및 PFM 진동을 감지하려면 이러한 진동을 AM 진동으로 변환한 다음 AM 진동을 감지해야 합니다.

FM 발진을 AM 발진으로 변환하려면 소위 주파수 검출기(주파수 판별기)가 사용됩니다.

가장 간단한 주파수 검출기는 반송파 주파수에 대해 디튜닝된 마지막 조합 회로일 수 있습니다.

이 그림에서 주파수가 변하면 고주파 전류의 진폭이 변합니다. 실제로, 이미 제시된 회로(위)를 사용하여 저주파 발진으로 변환되는 진폭 변조가 발생합니다. 다이어그램은 다음과 같습니다.

FM 진동 진동 주파수

현재 이러한 회로는 일반적으로 통합 요소를 사용하여 구현됩니다.

235 DA1(DA2)은 AM 변조기를 구현합니다.

235 DS1 – 주파수 변조기를 구현합니다.

4 . 이산 바이너리 신호의 디코딩.

통신 채널을 통해 도착하는 코드 조합의 디코딩은 디코더를 사용하여 수행됩니다. 입력의 n개 요소 패턴을 출력 중 하나의 신호로 변환합니다. 디코더에 n-입력이 있으면 2개의 n-출력이 있습니다.

디코더의 기능은 이중성 법칙(de Morgan)에 기초한 논리 방정식 시스템으로 설명됩니다.

이러한 각 공식을 사용하면 표시된 저항기로 이어지는 해당 회로를 구현할 수 있습니다.

지정된 공식에 따라 진리표가 작성됩니다.

일반적으로 기호 또는 숫자 형태의 신호를 완전히 해독하기 위해 디코더 출력에 표시 장치가 설치되어 켜집니다. 해당 문자또는 숫자. 디코더 입력은 카운터나 레지스터로부터 신호를 수신합니다. 표시기 대신 보완 장치가 있을 수 있습니다.

XII. 신호의 정보 내용.

신호 및 통신 채널의 기본 특성.

신호 및 통신 채널의 주요 특징은 다음과 같습니다.

신호의 경우: 신호 볼륨(V s)

채널의 경우: 채널 볼륨(V k).

데프. 신호 볼륨은 세 가지 수량의 곱입니다.

Т с – 신호 지속 시간;

F с – 신호 스펙트럼 폭;

Н с – 잡음 대비 신호 초과(dB)

채널 볼륨

Tc - 채널이 해당 기능을 수행하는 시간

F ~ – 채널이 전송할 수 있는 주파수 대역

Nk – 채널 장비의 허용 부하에 따른 레벨 밴드.

채널을 통한 신호 전송은 신호의 주요 특성이 해당 채널 특성의 경계를 벗어나지 않는 경우에만 가능합니다. 이것이 사실이 아니라면, V와

V c > V c이면 정보 손실 없이 이 채널을 통해 신호를 전송하는 것이 불가능합니다.

연속 신호 코딩(CMM)

연속적인 메시지를 인코딩하려면 이산적인 메시지로 변환해야 합니다. 이를 위해 연속 함수는 시간과 레벨에서 양자화됩니다. 이산 값을 갖는 연속 함수를 전송할 때 정보 손실을 방지하려면 시간 간격에 따라 Katelnikov의 이론에 따라 시간에 따라 양자화해야 하는 것으로 알려져 있습니다.

여기서 F는 전송된 연속 신호의 주파수 스펙트럼 폭입니다.

제한된 스펙트럼 F를 갖는 시간, 기간 T의 함수는 n의 개별 값에 의해 결정됩니다.

n,B – 신호의 기본 또는 자유도 수입니다.

이러한 개별 값 fn(t)은 열거, 인코딩 및 전송될 수 있습니다.

이것이 레벨 양자화의 필요성이 발생하는 곳입니다.

레벨별 양자화.

개별 값 fn(t)을 인코딩할 때 차이 σ가 최대 간섭 값의 두 배인 함수 값만 구별됩니다.

조건 (12.5)이 충족되지 않으면 하나의 값이 계속해서 다른 값으로 변환되며 수신 측에서는 별도의 값을 분리하는 것이 불가능합니다.

연속 함수의 최대값이 Umax와 같다고 간주되면

m은 개별 값을 구별할 수 있도록 신호를 레벨별로 나누어야 하는 그라데이션 수입니다.

일반적으로 한 점에서의 연속함수는 다음과 같이 나타낼 수 있습니다.

여기서 i=1,2,3,…,m입니다.

(12.4)와 (12.7)을 고려하면 가능한 펄스 코드 조합 수(또는 메시지 수)를 결정할 수 있습니다.

신호의 확률적 특성.

메시지가 n개의 기호로 구성된 코드 조합(CC)에 의해 전송된다고 가정해 보겠습니다. 각 기호는 m개의 독립 상태를 가질 수 있으며 각각의 확률은 Pi와 같습니다. 그러면 손실을 고려하지 않은 정보의 양과 동일한 메시지의 초기 엔트로피는 다음과 같습니다.

그러나 코드 조합에서 기호의 개별 상태는 항상 서로 독립적인 것은 아니며, 서로의 연속은 엄격하게 결정되거나 확률적으로 결정될 수 있습니다.

첫 번째 경우에는 기능적 의존성, 그리고 두 번째 – 상관 의존성.

(12.9)에서 기호의 수는 신호에 불확실성을 유발하지 않습니다. 불확실성은 신호 상태에 의해서만 생성됩니다. 이는 종종 서로 의존하는 신호 상태에 부여되는 이름이며, 이러한 의존성의 정도는 조건부 확률로 기록됩니다.

, 어디

H i – 기호의 이전 상태;

Hj는 기호의 후속 상태입니다.

이러한 무작위 상태의 의존도는 상관 함수(또는 상관 모멘트)에 의해 결정되며 범위는 0에서 1까지일 수 있습니다.

이 경우 손실을 고려하지 않은 엔트로피 또는 정보는 다음 공식에 의해 결정됩니다.

메시지가 동일한 기호 상태를 갖는 이진 코드로 전송되는 경우 획득되는 정보의 양을 고려해 보겠습니다. 이 정보량은 기본 Shannon 관계에 의해 결정됩니다.

이 경우 초기 엔트로피(통신 송신 측에서 전송된 메시지의 엔트로피)는 다음과 같습니다.

정보 손실을 확인하려면 해밍 수(혼합된 기호의 수)를 고려하십시오. d.

따라서 H0(x)와 H(x/y)의 차이는 정보의 양을 제공합니다.

로그 2이고 m=2(12.15)이면 다음과 같습니다.

저것들. 정보의 양은 올바르게 전송된 심볼의 비트 수와 같습니다.

4. 신호의 주요 특성을 통해 표현되는 정보.

신호의 주요 특성은 신호 전력, 간섭 전력, 신호 스펙트럼 폭, 신호 지속 시간, 시간 n 및 레벨 m에 따른 양자화 결과입니다. 레벨 수가 다음과 같은 경우에만 신호와 잡음의 혼합으로부터 신호를 분리할 수 있다고 가정하면:

그리고 숫자 n=2FT입니다.

정보 손실을 고려하지 않는 경우 정보의 양은 다음과 같습니다.

이 공식은 이산 신호와 연속 신호 사이의 관계를 제공하고 두 경우 모두 엔트로피를 계산할 수 있도록 합니다.

때때로 (12.18)은 다음과 같은 형식으로 사용됩니다.

매우 중요한 특징일반적으로 의사소통 채널과 의사소통 시스템은 다음과 같습니다. 처리량채널 또는 정보 전송 속도.

- 처리량

대역폭은 특수 단위로 측정됩니다.

(12.20)에서 간섭 전력이 클수록 채널 용량이 낮아지는 것이 분명합니다. 간섭이 신호 전력과 같거나 훨씬 커지면 처리량은 0으로 줄어들 수 있습니다.

매우 자주 발생하기 때문에 신호는 확률적 특성입니다. 이러한 양의 분산 또는 신호와 잡음의 표준 편차의 제곱은 각각 P c 및 P p 대신에 배치됩니다.

XIII. 신호 코딩.

코드 분류

데프. 코딩 다른 물리적 시스템의 매핑을 사용하여 하나의 물리적 시스템을 매핑하는 것을 말합니다.

데프. 좀더 구체적으로 코딩 – 전송된 메시지와 이러한 메시지를 전송하는 기본 신호 기호의 조합 사이에 일치가 설정되어 있습니다.

문자 상태의 수에 따라 코드는 다음과 같습니다.

이진수(상태 수 m=2)

이진법에는 직접, 역, 추가 코드, Greel 코드, 이진수 코드 및 Johnson 순환 코드.

다중 위치(m>2)

현재 컴퓨터는 통신 시스템에서 주로 바이너리 코드를 사용합니다.

메시지가 표시되는 방식에 따라 코드는 다음과 같습니다.

블록 - 각 메시지 요소(문자, 단어)가 코드 조합이라고 하는 코드 기호의 특정 시퀀스(블록)로 변환되는 코드입니다.
연속 코드 – 일련의 조합으로 나누어지지 않은 일련의 신호를 형성합니다. 인코딩 과정에서 코드 기호는 하나가 아닌 메시지 요소 그룹을 정의합니다.

실제로는 블록 코드가 더 자주 사용되며 이는 균일하거나 고르지 않을 수 있습니다.

균일 코드에서는 메시지의 각 문자에 동일한 수의 코드 기호가 있고, 균등하지 않은 코드에는 서로 다른 기호 수가 있습니다.

통일 코드는 메시지 전송 기술을 단순화하지만 메시지 문자당 문자 수 측면에서는 최적이 아닙니다.

통신 채널의 전송 끝에서는 문자로 메시지의 출처를 지정하는 것이 일반적입니다.

A(a 1, a 2,…,a k).

게다가 메시지 볼륨 메시지에 포함될 수 있는 문자의 수를 호출하고 문자 a 1, a 2,... 및 k를 메시지 소스의 알파벳이라고 합니다. 이 경우 알파벳의 글자 수는 K입니다.

균일 코드로 메시지를 인코딩하는 경우 K-알파벳 문자를 전송하는 데 사용할 수 있는 조합 수는 다음과 같아야 합니다.

저것들. 이는 알파벳 문자 수보다 크거나 같아야 합니다.

데프. 알파벳 글자 수만큼의 조합이 있는 경우

그런 코드가 호출됩니다 중복 없는 코드 .

데프. 이면 중복성이 있는 코드입니다.

중복성이 없는 코드는 간단하고 구현하기 쉽지만 노이즈에 대한 저항력이 충분하지 않습니다. 이동이 소음에 강하려면 중복되어야 합니다.

균일 코드의 중복성은 계수로 추정됩니다.

여기서 K는 송신기 알파벳의 볼륨입니다.

실시예 1 : K=16, n=4, 그러면 ρк k =0이므로 중복이 없습니다.

중복성이 없다는 신호는 ρ k =0입니다.

실시예 2 : K=8, n=4, ρ k =1/4이므로 중복이 있습니다. 이는 볼륨 k가 세 문자의 조합으로 인코딩될 수 있음을 의미합니다.

실시예 3 : K=32, n=4, ρ k =-1/4이므로 4자의 코드 조합으로 32자를 인코딩하는 것이 불가능하므로 문자 수를 추가해야 합니다.

중복되지 않은 코드 속성(m N = 케이 )

이산 소스 A, 볼륨 k, 출력 V u - 초당 문자 수를 가정합니다. 그러면 정보 측면에서 소스의 생산성은 다음과 같습니다.

동일성(13.6)은 소스 알파벳의 문자가 동일한 확률로 서로 독립적으로 선택되는 경우에만 발생합니다. 이 경우 소스 중복성은 계수로 특징 지어집니다.

이 조건이 만족되려면 ρ u =0이 필요하며, (13.7)로부터 다음이 성립됩니다.

통신 채널에 간섭이 없으면 초당 V k 기호의 전송이 허용되며 해당 채널의 용량이

n비트 코드를 사용할 때 간격 없이 전송하기 위한 조건은 다음과 같은 부등식입니다.

비중복 코드 m n =k의 경우,

(13.9)로 대체하면, 우리는 다음을 얻습니다:

어디 – 소스 기호당 평균 코드 기호 수.

(13.10)부터 소스 기호당 최소 코드 기호 수는 다음과 같습니다.

이는 최적의 코딩에 대한 Shannon의 기본 정리 요구 사항과 일치합니다.

ε은 작은 값입니다.

위의 모든 방정식을 비교하면 중복성이 없는 코드(기본 코딩)를 사용하여 소스와 채널의 최대 일치는 다음 경우에만 가능하다는 결론에 도달할 수 있습니다.

이는 메시지 소스에 중복성이 없으며 ρ k =0임을 의미합니다.

(13.13)에서 소스 알파벳의 개별 상태에 대한 확률을 알 수 없는 경우에는 동일한 확률로 간주해야 합니다.

3 . 중복 코드의 속성.

이는 m n > k인 코드입니다.

중복성이 있는 코드에는 수정 속성이 있습니다. 그리고 기술에서 가장 흔히 사용되는 코드의 기본은 m=2이므로 이 표현식은 다음과 같은 형식으로 다시 작성됩니다.

소스에는 k - 알파벳 문자 수, 즉 A(a 1, a 2,…,a k).

따라서 N – 기어 조합의 총 개수는 다음과 같습니다.

N=2 n >k이며 정보를 전달하는 조합과 검증 조합의 두 부분으로 나눌 수 있습니다.

중복 조합으로 인한 수정의 본질은 수신 측에서 조합이 허용(정보 전달)과 허용되지 않음(정보를 전달하지 않지만 신호에 포함됨)으로 구분된다는 것입니다.

조합 코드의 확인이 확인되지 않은(검증된) 조합인 경우 이는 전송된 정보에 오류가 있다는 신호입니다. 그리고 정보 조합은 검증 조합과 비트 단위로 비교됩니다. 일치하지 않는 조합의 수는 소위 해밍수 A로 표시됩니다. 다양한 방법디코딩 오류 감지와 오류 수정의 두 가지 방법이 가장 자주 사용됩니다.

오류 감지 시스템에서 수신된 코드워드의 공간은 두 개의 하위 집합으로 나뉩니다. 이러한 하위 집합이 교차하지 않으면 디코딩이 불가능합니다. 이는 코드 조합이 가능한 한도를 초과하여 디코딩이 불가능함을 의미합니다. 이 경우 제품은 수신된 메시지에 대한 요청을 반복합니다.

오류 정정 시스템에서는 금지된 조합을 특수 알고리즘에 따라 디코딩하고 허용된 조합에 확률이 더 가까운 조합을 선택합니다. 이진 대칭 채널에 대한 확률은 다음 공식으로 결정할 수 있습니다.

여기서 q는 오류 요인입니다.

P 0 – 오류 확률;

N – 코드 조합 길이

(1-P 0) – 오류 없는 전송 확률.

만약 P 0<0,5, то выражение (13.14) быстро убывает.

가장 일반적으로 허용되는 코드 조합 금지 구역(추가)에 속하는 (- 전송된 코드 조합)은 삭제되지 않은 위치와 일치하는 허용된 구역 중 하나로 식별됩니다. 허용된 조합이 여러 개인 경우 해당 조합 중 하나로 식별되거나 잘못 승인된 것으로 간주됩니다.

허용되는 조합의 암호 해독을 개선하는 상황에서 벗어나는 한 가지 방법은 소위 선형 코드를 사용하는 것입니다.

^ XIV. 최적의 코딩.

정보적 의미의 최적 코딩에는 통계적 코딩이 포함되며, 엄밀한 의미의 선형 코딩은 최적이 될 수 없으며 채택된 코드 조합의 성공적인 디코딩을 위한 만족스러운 장치만 제공할 수 있습니다.

1 . 선형 코드.

선의 길이 n의 이진 코드는 주어진 코드의 두 활성화 코드 조합의 모듈로 2 합도 활성화 코드 조합인 코드입니다.

길이 n의 코드 조합의 첫 번째 k-기호는 정보이고 나머지 r(r=n-k)은 중복 또는 검증입니다. 이 경우의 코드는 다음과 같습니다. 체계적인 .

전송된 코드 조합이 문자로 구성되도록 하세요.

선형 코드는 코드 조합의 정보 기호로 구성됩니다. 알파벳의 K 문자는 2개의 k 조합으로 구성됩니다. K=2k.

중복(체크) 기호는 선형 조합 정보 기호를 사용하여 정의할 수 있습니다.

γ ij는 코드를 특징짓는 계수이며 0 또는 1의 값을 가질 수 있습니다. 0 - 정보 기호가 검증 기호와 연관되지 않은 경우, 1 - 연관된 경우.

이러한 계수의 총 개수는 k*r과 같습니다.

선형 코드는 n과 k라는 두 글자로 표시됩니다.

n은 시퀀스의 전체 길이이고 k는 정보 코드의 길이입니다.

선형 코드의 중복성은 다음 공식에 의해 결정됩니다.

선형 코드를 사용한 오류 감지는 일련의 검사 문자를 사용하여 수행됩니다. 이러한 테스트 문자 세트를 증후군이라고 하며 다음과 같이 표시됩니다.

증후군 C의 각 요소는 허용되는 테스트 및 제어 문자를 사용하여 결정됩니다.

C j-k =0이면 기호가 올바르게 수신된 것으로 간주되고, C j-k =1이면 오류가 있는 것입니다.

예 : 코드 (n, n-1)을 취하면 r=n-(n-1)=n-n+1=1이므로 확인할 문자가 1개 있습니다.

만약에
- 제대로 받아들인다

만약에
– 잘못 받았습니다.

2. 통계적 코딩.

중복성이 없는 코드를 이용한 최적 통계부호화의 기본원리는 Shannon 부호화 정리의 원리로, 가장 가능성 있는 메시지는 최소 길이의 코드 조합으로 전송해야 한다는 것이 핵심이다. 이 경우 채널과의 일관성이 최대한 유지됩니다. 채널과의 이러한 일관성은 통일된 코드를 사용하여 달성할 수 없습니다. 인코딩된 조합의 길이가 코드 메시지에 반비례하도록 인코딩되어야 합니다. 일반적으로 이러한 코딩을 호출합니다. 통계적 . 가장 유명한 것은 Hoffman 코드와 Shannon-Fano 코드입니다.

^ XV. 측정 장치(MD)의 정보 이론 요소.

측정의 본질.

측정하여 주어진 양을 단위로 취한 특정 값과 비교하는 과정입니다.

측정의 주요 특징은 측정된 값의 정량적 값에 대한 정보를 얻는 것입니다. 측정 결과

여기서 x는 측정된 값입니다. x e – 측정 단위.

기본 측정 방정식.

측정의 주요 특징은 측정의 정확성과 측정 장치 장비의 정확성입니다.

측정 정확도는 일반적으로 절대 오차와 상대 오차라는 두 가지 양으로 특징 지어집니다.

절대 오류 측정량의 실제값과 측정량의 측정값의 차이입니다.

절대 오류:

여기서 x와 - 측정량의 측정값

X d – 측정된 수량의 실제 값.

상대 오류 측정된 값에 대한 절대 오차의 비율이며 백분율로 표시됩니다.

기기 또는 제어 장치의 정확도는 오류 감소(정확도 등급)가 특징입니다.

정확도 등급

여기서 x 2 - 1은 측정 범위(측정 장치의 눈금 길이)입니다.

마지막으로 측정 결과는 일반적으로 다음 형식으로 작성됩니다.

따라서 측정 및 측정 장치의 모든 정밀 특성에서 절대 오차 Δ는 구성 요소의 기초로 나타납니다.

측정 이론의 절대 오차 크기는 충분히 입증되지 않았습니다. 그 정당성은 측정 장치의 정보 이론을 통해서만 얻을 수 있습니다.

불확도 구간을 좁히는 것으로 측정의 개념.

정보 이론은 측정 정보를 포함한 모든 정보의 수신을 불확실성의 일부 제거로 해석하며, 정보의 양은 주어진 메시지(측정)를 수신하기 전과 후의 상황의 불확실성의 차이로 정의됩니다. 측정의 경우 측정값의 전체 값 범위가 여러 간격으로 나누어집니다. 측정 전의 불확실성은 측정된 양의 값이 이러한 간격 중 어디에 있는지 미리 알 수 없다는 사실에 의해 결정됩니다. 따라서 측정 전에 불확도 영역은 측정 장치 전체에 걸쳐 분포됩니다. 측정 결과는 측정된 값이 주어진 간격 내에 있음을 나타냅니다. 따라서 불확도 영역은 전체 눈금의 전체 길이에서 표시된 간격의 길이까지 좁아집니다.

측정량과 측정 결과를 균일한 법칙에 따라 측정 척도에 따라 분포시키십시오.

d=2Δ - 불확실성 구간

정보의 양은 Shannon의 기본 관계에 의해 결정됩니다.

그러면 정보의 양은

감소된 상대 오차에 대한 식과 관계식(15.8)을 고려하면, 감소된 상대 오차를 얻기 위해 측정 범위에 대한 절대 오차의 비율이 사용되고, (15.8)에서는 전후 엔트로피의 차이가 사용된다는 것을 알 수 있습니다. 따라서 측정 장치로부터 수신되는 정보의 양에 따라 정보의 품질이 결정될 수 있습니다. 그리고 정보 손실 H(X/X n)의 도움으로 측정된 장치의 품질을 비교할 수 있습니다.

실제로 초기 엔트로피가 동일한 경우 MD에서 수신된 정보의 양은 측정 중 손실에만 의존합니다. 손실이 작을수록 더 많은 정보를 얻을 수 있습니다.

측정 오류의 엔트로피 값입니다.

엔트로피 계수.

이미 언급한 바와 같이 측정 및 DUT의 정확도 특성은 절대 오차를 사용하여 결정됩니다.

계수 K의 값, Δ=K*σ x를 구해 봅시다.

정보 접근법을 사용하여 Δ 값을 불확실성 구간의 절반으로 정당화하는 것이 가능해 보입니다.

확률 분포의 다양한 값을 사용하여 간섭의 허위 정보 효과를 조사한 Shannon은 간섭과 이로 인해 발생하는 허위 정보(엔트로피) 사이에 명확한 대응 관계가 없음을 발견했습니다. 동일한 간섭 전력(분산)으로 인해 발생하는 잘못된 정보는 다르며 이 간섭의 분포 법칙에 따라 다릅니다. D n =σ n 2 따라서 서로 다른 분포 법칙에 대해 동일한 간섭 전력 σ n 2를 사용하면 가장 큰 소독 효과를 얻을 수 있습니다. 효과(가장 큰 엔트로피)는 정규 분포 법칙에 간섭합니다. 다른 간섭 분포 법칙의 경우 동일한 전력(σ n 2)에서의 엔트로피가 더 작은 것으로 나타납니다.

이는 임의의 분포 법칙에 따라 간섭으로 인한 허위 정보 효과가 그 일부일 뿐이라는 것을 의미하며, 이를 Shannon이 간섭의 엔트로피 파워라고 불렀습니다.

측정 장치를 연구할 때 사용되는 것은 오류의 엔트로피 전력 값(σ)이 아니라 오류 자체의 엔트로피 값이며 이 오류의 소독 효과(H(X/X n))를 고유하게 결정합니다. ).

엔트로피 계수.

오차의 엔트로피 값과 엔트로피 계수의 개념을 이해하기 위해 균일법칙과 정규분포법칙에 대한 엔트로피를 정의한다.

ㅏ) 균일 분포 법칙의 경우

(*) Н(Х/Х n)=log2Δ, а=2Δ, Δ - 불확도 구간의 절반.

분산을 통해 불확실성 구간을 정의해 보겠습니다.

차이가 있습니다

(15.9)로부터 다음과 같다.

그러므로 균일법칙에 대한 엔트로피 계수는 K p = 1.73과 동일하다는 것을 알 수 있습니다.

정규분포법칙의 경우.

실습 수업부터

(15.11)과 (15.12) 동일한 σ에 대해 숫자만 다르며 이 숫자는 분포 법칙의 공식에 의해서만 결정됩니다. (15.12)와 (*)를 비교하면 다음과 같이 쓸 수 있습니다.

(15.13)에서 정보 관점에서 볼 때 평평한 곡선(정규 법칙) 형태의 무제한 분포는 불확실성 간격만 다음과 같을 경우 급격히 제한된 분포와 동일한 양의 정보를 얻습니다. 식 (15.13), 즉 편평한 분포 곡선의 오류로 인해 발생하는 유효 불확실성 간격은 이로 인해 발생하는 잘못된 정보의 양 측면에서 균일하고 급격하게 제한된 오류 대역으로 인해 발생하는 불확실성의 간격과 정확히 동일합니다.

(15.13)으로부터 정규 분포 법칙에 대한 Δ는 다음과 같이 정의될 수 있습니다.

따라서 Kn =2.07

비슷한 방식으로 추론하면 모든 분포 법칙에 대한 엔트로피 계수를 얻을 수 있습니다. 이 계수는 표로 정리되어 있습니다.

결론 : 오차의 엔트로피 값은 균일 분포 법칙에 따른 오차 값으로 간주되며, 이는 주어진 분포 법칙에 따른 오차와 동일한 오해의 소지가 있는 효과를 가져옵니다. 이는 다음과 같이 결정될 수 있습니다.

이는 식(*)에 로그를 취하여 구합니다.